Радиолокационный приемник сантиметрового диапазона

Радиолокационный приемник сантиметрового диапазона

Содержание

Введение 1

2.Выбор и обоснование функциональной схемы РЛС 2

2.1.Амплитудная моноимпульсная система 3
2.2. Определение параметров сигнала 4

3.Выбор и обоснование структурной схемы приёмника 9

Структурная схема моноимпульсной РЛС сопровождения 11

4. Расчёт и определение параметров структурной схемы РПРУ 11

4.1. Определение эквивалентных параметров антенны 11
4.2. Расчет полосы пропускания линейного тракта РПрУ 12
4.3. Определение структуры радиотракта 13
4.4. Выбор гетеродина 14
4.5. Обеспечение необходимого усиления трактом ВЧ 14
4.6. Расчет селективности 15
4.7. Распределение искажений 16
4.8. Структурная схема РПрУ 17
4.9. Выбор элементной базы. Задания на разработку каскадов. 19

5.Расчет элементов принципиальной схемы приемника 23

5.1. Антенный переключатель 23
5.2. Разрядники защиты приемника 24
5.3. Входная цепь 25
5.4. Преобразователь частоты (смеситель) 27
5.5. Усилитель промежуточной частоты (УПЧ) 29
Расчет УПЧ на ЭВМ 32
5.6. Расчёт детектора 33
5.7. Проверочный расчёт 35
Принципиальная схема приемника 35
Спецификация элементов 36

6.Технико-экономическое обоснование 37

6.1. ТЭО выбора элементной базы 37
6.2. Расчет технико-экономических показателей блока ПЧ 37

7.Охрана труда при работе с радиолокационной станцией 43

7.1. Биологическое действие СВЧ - излучения на организм человека 43
7.2. Защита обслуживающего персонала от СВЧ излучений 46

Список литературы : 49

Приложение 50

Листинг программы WinЛАХ 50

Введение

Радиолокационный приёмник ( РЛП ) является составной частью радиолокационных станций (РЛС), предназначенных для обнаружения, определения координат и параметров движения удаленных объектов
(радиолокационных целей). Для извлечения информации используется зондирование пространства радиосигналами, с последующим приемом отражённой от целей электромагнитной энергии, причем информация о целях может содержаться в изменении во времени амплитуды (или отношении амплитуд) и частоты (или спектра) сигналов. Такой способ носит название активной радиолокации с пассивным ответом. Передатчик и приёмник в таких системах, как правило, работают на общую антенну.
В рамках данного проекта рассматривается приемное устройство одноцелевой
РЛС сопровождения, осуществляющей непрерывное слежение за перемещением цели. Такая РЛС представляет собой наземную систему, у которой антенна с иглообразным лучом смонтирована на поворотном устройстве со следящим приводом, которое, изменяя положение антенны по азимуту и углу места, позволяет следить за целью. Путем измерения угла прихода фронта волны эхо- сигнала и корректирования положения антенны таким образом, чтобы цель удерживалась в центре луча, определяется ошибка ориентирования антенны.
РЛС сопровождения применяются в основном для управления оружием, а также для полигонных измерений траекторий полетов ракет. Производится измерение азимута, угла места и дальности цели (а в ряде случаев и доплеровского сдвига частоты), по скорости изменения этих параметров вычисляется вектор скорости цели и производится прогнозирование ее положения. По этой информации осуществляется, например, наведение зенитных орудий и устанавливается момент разрыва снарядов. Аналогичные функции РЛС сопровождения выполняются для выработки данных по наведению и команд управления зенитными ракетами.
Различают РЛС импульсного и непрерывного излучения. В РЛС с непрерывным излучением используются немодулированные и ЧМ колебания. Однако наибольшее применение нашли импульсные приемопередающие радиолокационные станции, излучающие в направлении цели короткие зондирующие СВЧ-радиоимпульсы с фиксированным периодом следования, длительностью импульсов, амплитудой и несущей частотой (рис.1.1,а), что обеспечивает высокую разрешающую способность и точность при измерении дальности. Радиоприемные устройства
(РПрУ) таких станций служат для приема части энергии излучаемых радиоимпульсов, отраженной от цели. Отраженные импульсы (рис.1.1,б) поступают на вход приемника с временным сдвигом (tD = 2R/c, где R – расстояние до объекта. Измеряя (tD, можно судить о расстоянии до цели, а узкая диаграмма направленности антенны позволяет определить направление на объект.

[pic]

Рис. 1.1 Огибающие радиоимпульсов: а) излучаемых антенной; б) отраженных от цели

2.Выбор и обоснование функциональной схемы РЛС

В следящих системах РЛС сопровождения наиболее широко используют методы сравнения сигналов по амплитуде или фазе ВЧ колебаний, принятых на два (и более) разнесённых в пространстве луча антенны при одновременном сравнении сигналов, либо однолучевую сканирующую антенну при последовательном сравнении сигналов. Первый способ применяется в моноимпульсных следящих измерителях, второй - в амплитудном методе сравнения при коническом сканировании луча .

Чувствительность методов сканирования и переключения луча к флуктуациям амплитуды эхо-сигналов явилась основной причиной разработки РЛС сопровождения, обеспечивающей одновременное наличие всех лучей, необходимых для выявления угловой ошибки. Выходные сигналы всех лучей, соответствующие одному зондирующему импульсу, могут быть одновременно сравнены, благодаря чему исключается влияние изменения амплитуды эхо-сигнала во времени. Такой метод называется моноимпульсным (полная информация об угловых ошибках извлекается из одного импульса).

Моноимпульсной аппаратуре присуща высокая точность угловых измерений, т.к. система облучателей жестко смонтирована и не имеет движущихся деталей.

2.1.Амплитудная моноимпульсная система

Эхо сигнал фокусируется в виде “пятна”, поперечное сечение которого в случае антенны с круговой апертурой имеет вид J1(x)/x ( J1(x) функция
Бесселя 1го порядка). Пятно находится в фокальной плоскости, если цель расположена на оси антенны, и смещается относительно центра, когда цель отходит от оси. Облучатель антенны расположен в фокальной точке, так что принимаемая энергия максимальна в том случае, когда цель находится на оси.

Облучатель сконструирован таким образом, что он реагирует на любое боковое смещение пятна относительно фокальной плоскости. При использовании облучателя в виде квадрата, образованного четырьмя рупорами, полная симметрия обеспечивается когда пятно находится точно в центре (на каждый из четырех рупоров попадает одинаковое количество энергии. При отклонении цели от оси антенны и , следовательно, смещении пятна относительно центра, равенство энергий, принимаемых рупорами нарушается. РЛС регистрирует отклонение цели от оси антенны, сравнивая амплитуды эхо-сигналов, появляющихся в каждом из рупоров. Это осуществляется с помощью СВЧ мостовых соединений, формирующих разности сигналов каждой пары двойных рупоров. Для выявления ошибки по азимуту, производится вычитание выходного сигнала левой пары рупоров из выходного сигнала правой пары. Сигнал верхней пары вычитается из выходного сигнала нижней пары.

Сигналы, полученные в результате вычитания (разности), равные нулю для цели, находящийся на оси антенны, и возрастающими по амплитуде по мере удаления цели от оси антенны. Фаза разностных сигналов меняется на 1800 при переходе цели через ось с одной стороны на другую. Суммарный сигнал всех четырех рупоров используется в качестве опорного сигнала схемы детектора угловой ошибки, который позволяет использовать изменения фазы разностного сигнала для определения направления отклонения цели от оси антенны.
Суммарный сигнал используется также в схеме сопровождения по дальности и для установления опорного уровня в схеме АРУ.

Суммарный сигнал, а также угломестный и азимутальный разностные сигналы преобразуются в сигналы ПЧ с помощью одного общего гетеродина для сохранения относительного соотношения фаз сигналов по ПЧ. Выходной суммарный сигнал ПЧ детектируется и используется в качестве входного видеосигнала схемы сопровождения по дальности. В схеме сопровождения по дальности определяется время прихода очередного эхо-сигнала от сопровождаемой цели и вырабатываются стробирующие импульсы, отпирающие соответствующие цепи приемника только на те короткие интервалы времени, когда ожидается эхо-сигнал выбранной цели. Стробированый видеосигнал используется также для формирования напряжения постоянного тока для схемы
АРУ всех трех усилительных каналов ПЧ, в которых АРУ поддерживает постоянство угловой чувствительности (крутизны сигнала ошибки) схемы сопровождения по углам, даже если эхо-сигнал цели изменяется в широком динамическом диапазоне. Для получения устойчивого автоматического сопровождения по углам необходимо поддерживать с помощью АРУ постоянство усиления следящей системы схемы сопровождения.

Суммарный сигнал ПЧ используется также, как опорный сигнал в ФД, вырабатывающих из разностных сигналов напряжения сигналов ошибки сопровождения по углам. ФД выполняет скалярное умножение; выходное напряжение ФД: e = (( ((( (cos(() , где (( (- модуль суммарного сигнала; (( ( - модуль разностного сигнала; ( - фазовый угол между ними. В правильно отрегулированной РЛС ( принимает только два значения: 0 или 1800, так что единственным назначением фазочувствительной характеристики детектора ошибки является обеспечение положительной или отрицательной полярности сигнала при
0 и 1800 соответственно, что придает выходному сигналу детектора угловой ошибки признак направления отклонения от оси антенны.
В импульсной РЛС сопровождения выходным сигналом детектора угловой ошибки является биполярный видеосигнал, амплитуда которого пропорциональна угловой ошибке, а полярность соответствует знаку ошибки. Этот видеоимпульс обычно подается на конденсатор, который заряжается до пикового значения видеоимпульса и сохраняет это напряжение до следующего видеоимпульса. В этот момент конденсатор разряжается и вновь заряжается до уровня, соответствующего новому импульсу. Этот импульс подается на ФНЧ, выходное напряжение постоянного тока которого, являющееся напряжением сигнала ошибки, подается на усилители следящей системы для корректирования положения антенны.

2.2. Определение параметров сигнала

Выберем в качестве зондирующего сигнала простой сигнал с базой равной
1 (радиоимпульсы с прямоугольной огибающей, рис.2.2.1). Выбор является предварительным. После расчета импульсной мощности передатчика Pи, если она превысит допустимое для наземных РЛС значение 1 МВт/имп, зададимся приемлемой импульсной мощностью и возьмем в качестве зондирующего сигнала сложный сигнал.

[pic]

Рис. 2.2.1 Временная и спектральная диаграммы радиоимпульсов, отраженных от цели и поступающих на вход РПрУ

[pic]

Рис. 2.2.2 Временная и спектральная диаграммы сигнала на выходе линейной части РПрУ

[pic]

Рис. 2.2.3 Временная и спектральная диаграммы видеоимпульсов на выходе детектора РПрУ

Данные к расчёту:

Дальность: R=150 км;

Разрешение по дальности: (R=150 м;

Суммарная ошибка: (S=10 м;

ЭПР цели: (ц=2 м2;

Скорость цели: Vц=400 м/с;

Длина волны: (=0,23 м.

Расчёт параметров сигнала:

Выбор частоты следования и длительности импульсов производится из условия однозначного измерения параметров целей на максимальной дальности:

Период повторения импульса: [pic]

Частота следования импульсов: [pic] Длительность импульса:

[pic]

В схеме сопровождения по дальности рассматриваемой РЛС определяется временной сдвиг очередного эхо-сигнала сопровождаемой цели по отношению к следящим импульсам, временное положение которых соответствует оценке задержки сигнала цели. Поэтому время установления переднего фронта видеоимпульса (рис.2.2.3) должно лежать в пределах: [pic]. По этому параметру определяется полоса пропускания линейной части РПрУ, что будет сделано в дальнейшем. Примем tу=0,2 мкс.

В РЛС сопровождения, измеряющих дальность и два угла, используют игольчатый луч. Ширина луча антенны одинакова во всех плоскостях и определяется разрешением по углу: (0,5((((((.

Т.к. измеритель угловых координат выходит за рамки данного проекта, и в техническом задании отсутствуют значения (( и ((, то (0,5 принимаем равным
1,5о.

Основной характеристикой качества работы радиолокационной станции, исходя из её целевого назначения, является точность слежения. Показателями точности являются ошибки работы системы. Различают динамическую и флюктуационную ошибку. Динамической ошибкой (д является ошибка по задающему воздействию, а флюктуационная (ф в данном случае связана с собственным шумом приемника.

Оптимизация системы по точности заключается в выборе оптимального коэффициента усиления разомкнутой системы КУопт, при котором имеем минимум среднеквадратической ошибки [pic]. Как видно из графика (рис.2) зависимости
(д и (ф от КУ, в оптимальном режиме (ф=(д, откуда [pic]

Отношение сигнал/шум связано с флюктуационной ошибкой соотношением:

[pic], где полоса (Fэ =(5..10)/2( (2

[pic]

Необходимо учитывать потери в отношении сигнал/шум, возникающие из-за следующих причин:

. потери при распространении радиоволн r1 = 1...3 дБ

. потери в антенно-фидерном тракте r 2 = 1 дБ

. потери при амплитудном детектировании r 3 = 1...5 дБ

. потери на квантование r 4 = 2 дБ ( при двухуровневом квантовании )
Суммарный коэффициент потерь: r = (ri = 5...10 дБ.
Примем r = 10 [дБ] = 3,16 [раз]
Отношение сигнал/шум с учетом потерь:

(Рс/Рш)`= (Рс/Рш)(r = 0,45(3,16 ( 1,42

Определение параметров антенны:

Коэффициент направленного действия (КНД):

[pic]

Примем коэффициент полезного действия (КПД) антенны равным: (=0,95.

Коэффициент усиления :

[pic]

Расчет требуемой мощности передатчика РЛС производим на основе уравнения дальности радиолокации, без учета влияния Земли (высота объектов достаточна):

[pic] где (ц - эффективная площадь рассеяния цели

( - КПД антенны ( ( ( 0,95 ) k = 1,38x10-23 Дж/К - постоянная Больцмана

Т0 = 290 К - температура воздуха по Кельвину

Ш = 3,5 - коэффициент шума приемника

(0 = 0,002...0,004 дБ/км - величина затухания волн в атмосфере.
Примем (0 = 0,002 дБ/км.

R = Rmax ( e-0,115(0Rmax = 150 ( e-0,115x0,002x150 (145 км dR = Rmax -R = 150-145 =5 км

Полоса приемника: Fпр = 1/(и = 1 / 1(10-6 = 1 МГц
Полоса шума приемника: Fш= 1,1Fп =1,1(106= 1,1 Мгц

Импульсная мощность передатчика:

[pic]

Ри (10...20)/(и =15/1(10-6=15 МГц.
В РЛП миллиметрового и сантиметрового диапазонов промежуточная частота равна либо 30, либо 60 МГц [5]. Выберем промежуточную частоту из стандартного ряда: fпр=30 МГц.

Частота гетеродина: fг=fc-fпр=1,3-0,03=1,27 ГГц .

[pic] =

= 13 МГц

Пнс>(1,2...1,5)(Пс, следовательно придётся использовать частотную автоматическую подстройку частоты ( ЧАПЧ ) или фазовую автоподстройку частоты (ФАПЧ).
При использовании ЧАПЧс Кчапч=10 полоса пропускания приемника:

ПЧАПЧ=Пс+(2Dfд+Пнс)/Кчапч=5(103+(7+13(103)/10 @ 6,3 МГц .

При использовании ФАПЧс Кфапч Ю ~ полоса пропускания приемника:

ПФАПЧ=Пс+(2Dfд+Пнс)/Кчапч=5(103+(7+13(103)/~ @ 5 МГц .
ПФАПЧ не намного уже, чем ПЧАПЧ, поэтому для упрощения схемы будем использовать ЧАПЧ.

Расчет предельно допустимого коэффициента шума:

[pic] где:

. Кр.ф. @ 0,8 - коэффициент передачи фидера по мощности.

. Пш = 1,1(П = 1,1(6,3=6,93 МГц.

. К - постоянная Больцмана К=1,38(10-23 Дж/К.

Шдоп @ (1(10-12/(1,38(10-23(290(6,93(106(1,4)-0,48+1)(0,8=

= (25,75-0,48+1) (0,8 = 21,02

4.3. Определение структуры радиотракта

Оценим коэффициент шума линейного тракта РПрУ, после чего решим вопрос о включении или невключении УРЧ в состав радиотракта.
Коэффициент шума радиотракта без использования усилителя радиочастоты (
УРЧ ) :

Ш=(Швц+(Шпч-1)/Квц+(Шупч-1)/(Квц(Кпч))/Кр.ф.

Все коэффициенты шума ориентировочно берём из таблицы 6.1 [3]:

Швц=1,3 Квц=0,8

Шурч=1,5 Курч=10

Шпч=5 Кпч=8 (при использовании транзисторного ПЧ)

Шупч=10

Ш=( 1,3+(5-1)/0,8+(10-1)/(8(0,8))/0,8=9,5 < Шдоп=21,02Ю

Ю можно обойтись без УРЧ.

4.4. Выбор гетеродина

Исходные данные для выбора гетеродина:

. Рабочая частота fг=fc-fпр=1,3-0,03=1,27 ГГц;

. Требуемая выходная мощность РГвых;

. Диапазон перестройки по частоте;

. Шумовые характеристики.
Целесообразно использовать полупроводниковый гетеродин на диоде Ганна
(ГДГ). Выходная мощность гетеродина должна быть достаточна для нормальной работы смесителей и схем ЧАПЧ всех трех каналов приема РЛС:

РГвых = (Рс + Рапч )(3 = (6+9)(3 =45 мВт;
Из таблицы 8.4 [3] выбираем ГДГ типа VSC-9019, имеющий следующие параметры:

. диапазон рабочих частот fГ,ГГц.......................................1..2;

. шаг перестройки: электронной Dfэл,МГц...........................50; механической Dfмех,МГц....................200;
. выходная мощность РГвых , мВт........................................100;
. напряжение питания

Uпит,В.................................................11;
. ток потребления

I,А............................................................0,5;

4.5. Обеспечение необходимого усиления трактом ВЧ

Обеспечение достаточного усиления радиосигнала трактом ВЧ необходимо для нормальной работы детектора, а так же получения низкого уровня шума.
Основное усиление обеспечивается в тракте ПЧ. Основными требованиями к усилительным каскадам линейного тракта являются их достаточная устойчивость
(возможно меньшее число каскадов) и построение на основе наиболее экономичной и современной электронной базы.
Коэффициент усиления линейного тракта:

[pic], где RА - активное сопротивление антенны;

Uпр - амплитуда сигнала на выходе УПЧ;
Требуемая амплитуда сигнала на выходе УПЧ определяется амплитудой напряжения, необходимой для нормальной работы детектора: Uвых=1В.
Рассчет коэффициента усиления линейного тракта:

[pic]

Коэффициент передачи по мощности согласно таблицы 6.1 [3] для транзисторного преобразователя частоты примем равным:

КРпч = 8
Амплитуда напряжения на входе УПЧ :

Uвх= 4Рвх(Rвх = 2(Ра(Квц(Кпч(Rвх = 2(10-12(0,8(8(103 = 0,13 мВ.

Коэффициент усиления УПЧ по напряжению:

Купч=Uвых/Uвх=1/(1,3(10-4)=7,6(103

4.6. Расчет селективности

Селективность по зеркальному каналу обеспечивается с помощью частотно - избирательной входной цепи, а по соседнему каналу - используя два одиночных контура: на выходе преобразователя частоты и на выходе УПЧ.

Селективность по зеркальному каналу:

[pic]

Принимаем dэс=0,006

[pic] = 23,8 дБ,

Эквивалентное затухание одиночных контуров:

dэп= П/(Ц2(fпр)=6,3/(Ц2(30)=0,15

Селективность по соседнему каналу:

[pic]
Полагаем: Dfск= П=6,3 МГц; n=2, тогда:

[pic]= 18,9 дБ

4.7. Распределение искажений

При рассмотрении такой характеристики РПрУ, как допустимый уровень частотных и временных искажений сигнала, остановимся на наиболее существенном для приемников импульсных сигналов показателе - искажениях переднего фронта импульса. Распределение искажений этого вида по каскадам
РПрУ можно выразить в величине времени установления переднего фронта импульса и записать следующим образом:

[pic]= 0,2 мкс

Искажения, вносимые входной цепью незначительны и составляют:

[pic]0,0064 мкс
УРЧ является инерционным звеном, поэтому искажения, вносимые им, довольно велики: [pic]0,024мкс
Искажения, вносимые преобразователем частоты, составляют:

[pic]0,008мкс
Наибольшие искажения переднего фронта радиоимпульсов вносятся детектором из- за шунтирования выходного контура УПЧ входным сопротивлением детектора:

[pic]0,04мкс
Оставшееся искажение переднего фронта импульса вносится сравнительно узкополосным УПЧ. Определим допустимые искажения, приходящиеся на один каскад УПЧ:

[pic]

4.8. Структурная схема РПрУ

Структурная схема радиоприемного устройства моноимпульсной РЛС сопровождения

Входная цепь (ВЦ)
Входная цепь приёмника обеспечивает защиту приемника от перегрузок и повреждения СВЧ мощностью сигнала, поступающего на рабочей частоте при работе на одну антенну с передатчиком. ВЦ связывает выход антенно- фидерного устройства со входом 1-ого каскада приёмника, в данном случае со смесителем. При этом вход и выход входной цепи должны быть согласованны с волновыми сопротивлениями присоединяемых к ним линий передач, чтобы в местах соединения не возникало отражений СВЧ энергии.

В нашем случае входная цепь должна выполнять следующие функции :
. частотная селекция принимаемых сигналов для уменьшения помех на нерабочей частоте.
. подавление зеркального канала.
. защита 1-ого каскада приёмника от перегрузки и повреждения мощностью СВЧ сигналов, поступающих в приёмник на рабочих частотах .
Для защиты приёмника от перегрузок будем использовать антенный переключатель (АП) и устройство защиты приёмника (УЗП) .

Для выполнения ВЦ функций селекции и подавления шумов зеркального канала используем полосовой фильтр.

Преобразователь частоты (ПЧ)
Преобразователь частот (смеситель) РПрУ РЛС часто выполняется на диодах по балансной схеме. Для балансных смесителей на диодах с барьером Шотки
(ДБШ) потери сигнала в сантиметровом и миллиметровом диапазоне составляют соответственно 5..8 и 6..10 дБ, а коэффициент шума - 6..9 и 7..12 дБ, что неприемлемо в нашем случае из-за отсутствия УРЧ в составе радиотракта.

В сантиметровом диапазоне используют ПЧ на биполярных транзисторах (БТ), которые обладают коэффициентом усиления 3-12 дБ и коэффициентом шума 1,7
- 4,6 дб. Однако лучшие характеристики во всем СВЧ диапазоне имеют ПЧ на полевых транзисторах (ПТ), так как в более широком диапазоне 1-15 ГГц они обеспечивают усиление 8-12 дб при коэффициенте шума 1,1 - 3,5 дб. К преимуществам смесителей на ПТ можно отнести более простые цепи смещения по постоянному току и более высокую температурную стабильность. Поэтому используем транзисторный преобразователь частоты на полевом транзисторе с барьером Шотки (ПТШ), усилительные и шумовые свойства которого, в основном, и определят чувствительность РПрУ.

Усилитель промежуточной частоты (УПЧ)
Основное усиление в РПрУ обеспечивается усилителем промежуточной частоты.
Схемотехника каскадов этого устройства разнообразна, однако заметно упростить приёмник позволяет применение в качестве усилительных элементов аналоговых интегральных микросхем(ИМС).
Основные требования, предъявляемые к УПЧ - это малый коэффициент шума и достаточно высокий коэффициент усиления, а кроме того он должен обладать широким динамическим диапазоном, линейной ФЧХ и равномерной АЧХ в рабочем диапазоне частот, хорошо согласован, обладать высокой надёжностью.
В настоящее время в наибольшей мере этим требованиям удовлетворяют УПЧ на интегральных микросхемах. УПЧ с логарифмической амплитудной характеристикой (ЛАХ), который наилучшим образом выполняет усилительные функции при широком динамическом диапазоне входных сигналов, реализуем на
ИМС.
Детектор(Д) импульсных сигналов
При детектировании импульсных сигналов разлиают два вида: пиковое и импульсное детектирование. В первом случае определяется только амплитуда импульсов, качество же воспроизведения формы их огибающей играет второстепенную роль.
В нашем случае импульсного детектирования необходимо воспроизвести огибающую каждого поступающего на детектор радиоимпульса. Для этого обычно применяется диодный детектор, постоянная величина времени (RC) нагрузки которого выбирается достаточно большой, так, чтобы в течение времени между радиоимпульсами напряжение на выходе не успевало заметно снизиться, а изменялось по закону огибающей последовательности радиоимпульсов. Наличие в схеме детектора реактивных элементов приводит к искажению формы импульсов, т.к. вызывает переходные процессы , за счет которых увеличивается время установления tу и время спада tсп импульсов на его выходе. Обеспечение минимальных искажений формы импульсов (tу и tсп), в заданных пределах, является главной задачей импульсного детектора. Желательно при этом получить высокий коэффициент передачи, но не за счет увеличения искажений сверх заданной величины.
Режим работы и параметры схемы импульсного детектора выбирается из условия обеспечения допустимых искажений формы импульсов.
Схемы пикового и импульсного детекторов аналогичны, отличие только в том , что постоянная времени нагрузки у пикового детектора на два, три порядка больше, чем у импульсного. В таких детекторах используют германиевые диоды.

4.9. Выбор элементной базы. Задания на разработку каскадов.

На частотах до 7 ГГц в транзисторных преобразователях широко используются биполярные транзисторы (БП), на более высоких частотах, включая миллиметровый диапазон - полевые транзисторы с барьером Шотки
(ПТШ). Имея выбор между БП и ПТШ предпочтение отдают ПТШ, так как они обладают лучшими шумовыми и усилительными показателями, поэтому используем транзисторный преобразователь частоты на двухзатворном ПТШ. Для применения в смесителе был выбран арсенид-галиевый ПТШ АП 328-2, альтернативы которому отечественная промышленность не выпускает.

Исходные данные для расчёта:

Частота входного сигнала fc = 1,3 ГГц; l=23см;

Коэффициент шума транзистора Штр=1,5 (ориентировочно)

Частота гетеродина fг = 1,27 ГГц

Для применения в УПЧ остановимся на отечественных ИМС серии К175. Серия ИМС
175 представляет собой комплект интегральных микросхем, предназначенных для применения в трактах промежуточной частоты радиолокационной и связной техники, а так же в других узлах РЭА.
ИМС К175УВ2 - универсальная усилительная схема, обладает следующими характеристиками:

Напряжение источника питания - 6,6 В

Ток потребления - 3,5 мА

Коэффициент усиления - 10

Входное сопротивление - 1 кОм

Выходное сопротивление - 1,9 кОм

Верхняя граничная частота - 40 МГц

Коэффициент шума - 10 дБ

ИМС К175УВ4 - универсальная усилительная схема, обладает следующими характеристиками:

Электрические параметры ИМС К175УВ4 при 25+10 оС и Uпит=6,3 В:
. ток потребления Iпот,мА при Uвх=0 В, не более.................1,8...3;
. напряжения на выводах, В:

9.........................................3,5...4,5;

11..................................

.........2...2,9;

12..................................

......1,3...1,5;

13..................................

.........0,9...1,5; между выводами 2 и

10...................................

.........-2...+2;

. крутизна вольт-амперной характеристики Sэ, мА/В, при Uвх=10 мВ и fвх=1

МГц.........................................................10;

. коэффициент шума Kш, дБ при fвх=20 МГц, не более..................8;

. верхняя граничная частота fв, МГц, при Uвх=10 мВ..................150.

Предельные эксплуатационные параметры ИМС К175УВ4:
. напряжение питания Uпит, В: минимальное....................................3; максимальное.................................
9,5; номинальное..................................
.6,3;

. максимальное напряжение, В, на выводах:

2,10......................12,5;

13...........................

1,2;

. входное напряжение, В: синфазное........................................2...4,4; дифференциальное.........................-

2...+2;

Исходя из необходимости обеспечения таких параметров УПЧ, как
. низкий коэффициент шума;
. малые искажения переднего фронта радиоимпульсов;
. заданный коэффициента усиления при минимальном числе каскадов
. минимальную себестоимость (исходя из данных табл. 6.1), для использования в УПЧ выбираем [7] ИМС К175 УВ 4 (рис.4.9.2).

[pic]

Рис. 4.9.2: принципиальная схема ИМС К175УВ4

Назначение выводов: 1 - общий;

2 - выход 1;

3 - внутренний нагрузочный резистор 1;

4 - вход1;

5 - общая точка внутренних нагрузочных резисторов;

6 - вход 2:

7 - внутренний нагрузочный резистор 2;

8 - +Uпит;

9 - вывод делителя напряжения 1;

10 - выход 2;

11 - вывод делителя напряжения 2;

12 - вывод делителя напряжения 3;

13 - вход регулировки усиления;

14 - вывод установки и контроля режима.

Данные для расчёта:

Частота сигнала fпч = 30 МГц

Коэффициент усиления К= 6(103

Искажения переднего фронта импульса tу = 0,09 мкс;

Для использования в детекторе из литературы [3] выбираем детектирующий полупроводниковый диод Д9Б, т.к. его характеристики удовлетворяют следующим требованиям:

fпч = 30 МГц < fд = 40 МГц;

Cд = 1...2 пФ;

Uпр = 0,9 В;

Iпр = 90 мА;

Ri = 10 Ом;

Uобрmax = 10 В;

Iобр = 250 мкА;

Rобр = 0,4 МОм.

Данные для расчёта:

Частота сигнала ПЧ fпч = 30 МГц;
Параметры входного контура Lк=50 нГн; Ск = 2 пФ;
Допустимые искажения импульса :

Время нарастания импульса tу =0,2 мкс;

Время спада импульса tсп = (0,3...0,5)Чtи = (0,3...0,5)Ч1 = 0,3 мкс;
UвхДет = 0,5 В;
Kд ~ 0,8 ...0,9.

5.Расчет элементов принципиальной схемы приемника

5.1. Антенный переключатель

Одним из основных узлов РЛП является антенный переключатель (АП).Антенные переключатели предназначены для коммутации передатчика к антенне на время прихода отраженных или ответных сигналов. Они должны: обеспечить уменьшение до минимума мощности излучаемого зондирующего импульса просачивающегося на на вход приемника; быть быстродействующими т.к. с увеличением времени срабатывания возрастает вероятность пробоя входных цепей приемника, а с увеличением времени востановления увеличивается минимальная дальность РЛС (мертвая зона обзора на малых расстояниях от
РЛС); иметь минимальные потери мощности при излучении зондирующего импульса и особенно при приеме отраженного от цели сигнала; обладать большим сроком службы и высокой надежностью. Коммутационные АП состоят настроенных отрезков линий и газоразрядных приборов (разрядников), изменяющих сопротивление под действием мощных СВЧ сигналов. Разрядники включают в фидерный тракт РЛС параллельно или последовательно.

АП на необратимых элементах применяют в РЛС сантимитрового диапазона. В качестве необратимых элементов используют фидерные вентили и циркуляторы.

При расположении феррита волноводе , передаваемая по волноводу электромагнитная энергия. В зависимости от направления ее движения либо поглащается либо проходит практически без потерь. Феррит помещается в сильное поле постоянного магнита. При этом ферромагнитный резонанс наступает только при движении электромагнитной волны в одном направлении.
При резонанасе практически вся СВЧ энергия в волноводе поглащается вентилем.

Выбор типа АП зависит отмощности излучаемого зондирующего импульса. При мощности импульса 100-150 КВт АП реализуют путем последующего соединения ферритового циркулятора, газового разрядника и диодного резонансного СВЧ ограничителя (рис. )

При мощности 1-2 КВт газовый разрядник не вводят в состав АП.

В АП (рис. ) используют два последовательно соединенных циркулятора Ц1 и Ц2. Сигнал от передатчика поступает на плече 1 циркулятора Ц1 и через плече 2 подается в антенну; при этом на выход плеча 3 сигнал от передатчика проходит с существенным ослаблением (13- 25 дб). Далее сигнал с плеча 3 циркулятора Ц1 подается через циркулятор
Ц2 на разрядник Р, уменьшая его сопротивление до ноля. При этом СВЧ сигнал отражается от разрядника к плечу 2 циркулятора Ц2 и поглощается в согласованной нагрузке R. Зажигание разрядника Р спустя некоторое время ( с) после изменения зондирующего импульса. Выделяемая за это время энергия может вывести из строя последующие каскады приемника. Для предотвращения этого в схеме АП предусматривается СВЧ ограничитель, подключенный к основной линии в т.А через отрезок линии l = l/2. Ограничитель состоит из последовательносоединенных диода Д и короткозамкнутого шлейфа длинной l2 с индуктивным реактивным сопротивлением, параллельно которым подключен разомкнутый емкостной шлейф длиной l1. При сигнале высокого уровня диод Д эквивалентен цепи из последовательносоединенных сопротивления и индуктивности.при этом между т.В и подложкой образуется параллельный резонансный контур,сопротивление которого при резонансе велико. Значит, четвертьволновый отрезок линии длинной l при высоком уровне сигнала работает практически в режиме холостого хода; входное сопротивление линии равно 0. Значит, сигнал просачивающийся в ограничитель отражается обратно в циркулятор Ц2. Полезный сигнал, отраженный от цели, поступает от антенны на плече 2 циркулятора Ц1, практически без ослаблений передается на плече 3 циркулятора Ц1 и далее через плечи 1 и 2 циркулятора Ц2 на разрядник Р.
Мощность отраженного сигнала недостаточна для зажигания разрядника, вследствие чего принятый антенной сигнал передается по основной линии в последующие каскады приемника. Для сигнала малого уровня отрезок линии длинной l работает практически в режиме К.З.; входное сопративление этой линии равно бесконечности и энергия принятого сигнала проходит в последующие каскады РЛП практически без ослабления.

5.2. Разрядники защиты приемника

Защиту триодов входного каскада РЛП отперегрузки и повреждения СВЧ сигналами (от собственного передатчика РЛС или от внешних источников помех) в полосе рабочих частот, как уже указывалось, обычно осуществляют разрядником защиты приемника (РЗП) и ограничителем СВЧ-мощности на полупроводниковых диодах.

РЗП описываются двумя группами параметров: параметрами низкого уровня мощности, характеризующими свойства РЗП в режиме приема слабых сигналов (СВЧ разряда нет), и параметрами высокого уровня мощности характеризующими его защитные свойства при воздействии на него мощных импульсов СВЧ (происходит СВЧ разряд).
К параметрам низкого уровня мощности относятся:
. полоса рабочих частот Праб= fmax - fmin, выраженная в процентах по отношению к средней частоте рабочего диапазона Праб, % ;
. потери в режиме приема Lпр, дБ;
. коэффициент стоячей волны КСВ.
Основными параметрами высокого уровня мощности являются:
. максимально допустимая импульсная мощность Pи(кВт)на входе РЗП;
. мощность зажигания Pзаж (мВт) - максимальная импульсная мощность, на выход ЗП;
. энергия пика Wп (Дж) и мощность плоской части Pпл (мВт) СВЧ импульса, просачивающаяся через РЗП во время его горения;
. время восстановления РЗП tв (мкс),
. характеристика времени tG после окончания вх.импульса СВЧ, в течение которого потери снизятся до условной величины Lпр + G (дБ).

Диодный ограничитель, в отличае от РЗП, не требует никаких питающих напряжений и поэтому обеспечивает защиту как при включенной, так и при выключенной аппаратуре. Он характеризуется двумя состояниями: состоянием пропускания при малой мощности сигнала, т.е. на низком уровне мощности
(потери пропускания Lпр малы), и при состоянием запирания при большой мощности сигнала, т.е. на высоком уровне мощности (потери запирания Lзап велики).

5.3. Входная цепь

В используемом диапазоне частот в силу особенностей несимметричных полосковых волноводов [9] наиболее перспективно использование согласующих цепей на микрополосковых линиях. Основными характеристиками микрополосковой линии, сечение которой показано на ( рис.5.1.1, б) являются: волновое сопротивление и эффективная диэлектрическая проницаемость, которые зависят от толщины подложки Н, ширины микрополосковой линии Е, толщины металлизированного слоя t и относительной диэлектрической проницаемости e.
Из соображений технологичности широкое применение в качестве полосовых фильтров (ПФ) находит связанная система из резонансных полуволновых разомкнутых резонаторов [3]:

рис.5.1.1

Такой ПФ (рис.5.1.1,а) образован рядом одинаковых параллельно связанных линий (длина участка связи равна L0/4), и является наиболее употребительным из-за отсутствия особо критичных размеров.
Основными исходными данными для проектирования такого полосового фильтра являются: частота сигнала, полоса пропускания приёмника, затухание в полосе пропускания Lп, обычно принимаемое за 3 дБ, полоса заграждения Пз, определемая в нашем случае как Пз=4fпч=120 МГц, затухание на границах полосы заграждения Lз=26 дБ, волновые сопротивления подводящих линий
W0=75 Ом.
При использовании для аппроксимации частотной характеристики фильтра максимально плоских функций Баттерворта можем посчитать число элементов n по формуле:

n=lg (Lз-1)/(Lп-1) / lg(Пз/Ппр)

n=lg (20-1) / (1,4-1) / lg(120/1,03) = 0,81

Округляем в большую сторону и получаем, что проектируемый ПФ должен состоять из (n+1)=2 элементов.
Электрическая длинна li отрезков связанных линий всех звеньев фильтра одинакова: li =L0/4, где L0- длина волны в линии на частоте fс: L0=f0/2e, e - эффективная диэлектрическая проницаемость среды в линии, равная для симметричной полосковой линии относительной диэлектрической проницаемости диэлектрика линии.
Для найденного значения n и заданного Lп=1,4 и Пп/f0=0,2 определяем (n+1) коэффициент qi (табл. 3.4) [9], которые представляют собой перепады характеристических сопротивлений ступенчатого перехода: q1=q3=833,56 q2=374123

Затем определяем величину переходных затуханий связанных звеньев (дБ):

Сi=10lg(qi+1)

q1=q3=833,56 q2=374123

C1=C3=29,2 дБ C2=55,7 дБ

Теперь по таблице 3.5 [ 9 ] определяем для каждого звена bi/d и
Si/d

b1/d=b3/d=0,993
S1/d=S3/d=3,08

5.4. Преобразователь частоты (смеситель)

Схема преобразователя частоты на полевом транзисторе с внешним гетеродином ([4]):

[pic]

В преобразователе частоты на двухзатворном ПТШ АП 328-2 напряжения сигнала и гетеродина подаются на разные затворы, что позволяет добиться лучшей развязки между сигнальной и гетеродинной цепью по сравнению со смесителем на однозатворном ПТ ([3]). Преобразование частоты обеспечивается за счет изменения крутизны сток - затворной характеристики по сигнальному затвору под воздействием переменного напряжения на гетеродинном затворе.

[pic]Рис.3
Основные параметры транзистора берём из справочника [ 5 ] .

Uси=2 В .

Rи=200 Ом .

Iс о=5 мА .

Uзи о=0,5 В .

Sнач=6 мА/В
Пользуясь характеристиками ПТ (рис.3), выбираем напряжение смещения:

Eсм=UЗИотс/2=0,5/2=0,25 В

Сумма амплитуд сигнала и гетеродина не должна превышать Eсм.

Полагаем,что для ПТ крутизна при UЗИ=0: Sнач=6 мА/В, при UЗИ=UЗИотс/2: Sнач/2=1,5 мА/В

Зависимость тока стока от напряжения затвор-исток UЗИ имеет вид:

IС=0,5(Sнач((1+ UЗИ / UЗИотс)2

При подаче на вход смесителя напряжений сигнала uc=Uсcoswct и гетеродина uг=Uгcoswгt получаем амплитуду тока частоты wп=wг-wс:

Iп=0,5(Sнач(Uс(Ur/ UЗИотс

Крутизна преобразования:

Sпр=1/2(Sм1=1/2(( Sмакс - Sмин)/2=(6-1,5)/4=1,12 мА/В

Зададимся L1 = L2 = 1 мкГн;

С3 =С4=1/((2(f0)2(L)=1/((2(3,14(3(107)2(10-6)=

=28(10-12=28 пФ

Характеристическое сопротивление контуров: rк= ЦLк/Ск = Ц10-6/28(10-12=1,9(102

По таблице 6.1 [3] находим отношение полосы пропускания двухконтурного резонансного каскада к полосе приёмника:

Y(n)=1,56

Полоса пропускания одного каскада УПЧ по уровню -3 дБ:

Пiупч=ПЧY(n)=6Ч1,56=9,3 МГц

Эквивалентное затухание контуров: dэ= Пiупч/Ц2Чf0 =9,3/Ц2Ч1,3Ч109=0,05

Полагаем коэффициент включения транзистора в резонансный контур m1=1; dэ/rк = d0 + m12Ч gвых.ПТ + m22Ч gвх.УПЧ

Исходя из условий [3] зададимся собственными затуханиями: d0 @0,006..0,01. Принимаем: d0 = 0,006; gвыхПТ @ 0.

Коэффициент подключения m2 :

[pic]

Коэффициенты передачи смесителя: по напряжению:

Кu= m1(m2(Sпр( rк /2(dэ =1(0,8(1,12(10-3(1,9(102/2(0,05=1,7 по мощности:

Кр= Кu2(Rа/ RвхУПЧ=1,7(75/1(102 = 2,2

Для расчета коэффициента шума смесителя на ПТШ необходимы матрицы S- параметров транзистора АП328А2, которые, как правило, определяются экспериментально (в справочной литературе не обнаружены). Поэтому оценим коэффициент шума транзистора в режиме преобразования частоты :

ШПЧ=(2..3)ЧШтр=(2..3)Ч1,5 @ 3 дБ

Расчёт смесителя по постоянному току :

Напряжение смещения:

Есм=Uси0= Ic о(R2 =0,25 В

R2 =0,25/5(10-3=50 Ом

Напряжение источника питания:

Еп=Uси0+Ic о(Rи=0,25+5(10-3(0,2(103=1,25 В

Так как необходимо согласовать ВЦ и вход смесителя с волновым сопротивлением антенно-фидерного тракта 75 Ом, то взяв R1=Rут=75 Oм получим входное сопротивление смесителя Rвх=75 Ом (т.к. входное сопротивление ПТШ достаточно велико).

5.5. Усилитель промежуточной частоты (УПЧ)

Усилители с широким динамическим диапазоном могут быть построены по схеме усилителя-ограничителя (УО) или усилителя с логарифмической амплитудной характеристикой (ЛАХ). У последних между входным и выходным сигналом существует вполне определенная функциональная зависимость вида :

[pic]
УО такой зависимостью не характеризуются.

Логарифмические усилители могут быть выполнены по параллельной и последовательной и схеме. В первой используется параллельное включение каскадов усилителя с различным коэффициентом усиления. Для защиты от перегрузок и повышения стабильности на выходе каждого каскада ставится двусторонний усилитель-ограничитель, и с выхода каждого канала сигналы суммируются. Однако увеличение массогабаритных показателей, связанное с необходимостью использования значительного числа каналов, обусловило большее распространение усилителей с ЛАХ, построенных по методу последовательного усиления и суммирования:

[pic]

Рис.5.5.1.

Такой усилитель (рис.5.5.1) представляет собой последовательное соединение нескольких каскадов, каждый из которых, в общем случае, содержит линейный усилитель и двусторонний ограничитель. Выходы всех каскадов объединены сумматором через буферные каскады (БК), способствующие увеличению развязки между каскадами и повышению устойчивости усилителя. Для получения амплитудной характеристики, достаточно хорошо приближающейся к логарифмической, все каскады должны быть идентичны. В зависимости от особенностей реализации и назначения логарифмического усилителя, в обобщенную схему могут вноситься изменения. Так, возможно совмещение функций линейного усиления и двустороннего ограничения, например в ИМС; сумматор может быть выполнен в виде резистора, усилительного каскада или линии задержки; буферные каскады могут использоваться также и для коррекции частотной и фазовой характеристик усилителя.

Амплитудная характеристика логарифмических усилителей описывается системой уравнений:

[pic][pic] где К0 – коэффициент усиления в линейном режиме; Uвх.н – пороговый уровень входного сигнала, начиная с которого амплитудная характеристика становится логарифмической; b – коэффициент, определяющий наклон ЛАХ.

Основные показатели логарифмического усилителя могут быть определены из соотношений [11]:

[pic] где КОС - коэффициент усиления одного каскада на ИМС;

Dвх = Uвх.макс / Uвх.н - логарифмический динамический диапазон усилителя, определяемый протяженностью логарифмического участка амплитудной характеристики и равный динамическому диапазону изменения уровня входных сигналов;

Uвх.макс - максимальный уровень входного напряжения, соответствующий концу логарифмического участка амплитудной характеристики;

Uвх.н - напряжение на входе ИМС, при котором начинается амплитудное ограничение; n - число каскадов усилителя;

K0n - к-т усиления всего усилителя в линейном режиме; d - ошибка, связанная с отклонением АХ от логарифмической.
Данные к расчету:

. частота сигнала ПЧ: fпч = 30 МГц;

. избирательность по соседнему каналу: Seск = 10 дБ;

. коэффициент усиления УПЧ: K0n =13440;

. искажения переднего фронта импульса: D(и =0,15 мкс;

. динамический диапазон входных сигналов Dвх=60 дБ;

. динамический диапазон выходных сигналов Dвых= 0,067(10-6 Ю параметры детектора выбраны правильно.

Коэффициент передачи детектора Кд:
Кд = cosQ @ 0,8...0,9 где Q = Ц3p / (Sд(Rн) = Ц 3p / 0,1(1,2к = 0,428 отсюда Кд = 0,9

Входное сопротивление детектора Rвх
Rвх = Rн /2 = 1,2к / 2 = 0,6 кОм

Определим время установления фронта tуд tуд = Rн(Cн((2(Riэ + Rэ) /(0,5(Rн + 2,5(Riз + Rэ)=
=1,2(103(22(10-12((2(10 + 1,9(103) /( 0,5(1,2(103 + 2,5(10 + 1,9(103)=0,2 мкс

Коэффициент подключения mд
Lк = 50 нГн и Cк = 2 пФ - параметры выходного каскада УПЧ; rк = ЦLк /Cк = 158 Ом - характеристическое сопротивление контура

d0 = 0,006 [справочник Петрова] Ю П 0,7 упч = d0(fпр = 5 МГц dвн д = П 0,7 упч / 2(fпр = 5 МГц / 1270 МГц = 0,004 - зквивалентное затухание, вносимое детектором mд = dвн д(Rн /2(rк = 0,004(1200/2(158 = 0,15

Полный коэффициент усиления детектора
Кд` = Кд(mд = 0,9(0,15 = 0,135

Расчет емкости разделительного сонденсатора Ср
D%